Авиационный факультет


Принцип совместной работы основного и аварийного приемников на одну антенну радиостанции Р-832 М



страница2/4
Дата31.07.2016
Размер0.91 Mb.
ТипРеферат
1   2   3   4

1.5. Принцип совместной работы основного и аварийного приемников на одну антенну радиостанции Р-832 М

Совместная работа основного и аварийного приемников обеспечивается включением в антенно-фидерный тракт между блоком 108 и антенной направленного ответвителя (блок 37). Направленный ответвитель уменьшает взаимное влияние основного и аварийного приемников по высокой частоте.

При наличии напряжения высокой частоты на входе направленного ответвителя в главной линии возникает падающая электромагнитная волна и часть мощности поступает на вход основного приемника. Другая часть мощности за счет направленных свойств ответвителя и наличия связи между основной и вспомогательной линиями поступает на вход аварийного приемника.

В диапазоне частот аварийного приемника от 241 до 244 МГц направленный ответвитель делит поступающую из антенны энергию пополам. В остальном диапазоне частот ослабление энергии сигнала, поступающей в основной приемник, меньше чем в 2 раза.

Поскольку направленный ответвитель служит для согласования антенны в режиме приема, то в режиме передачи он отключается с помощью двух реле, расположенных в блоке 37.

Напряжение высокой частоты в аварийном приемнике усиливается, преобразуется и детектируется. С выхода детектора АП напряжение через пульт управления поступает на усилитель, расположенный в блоке 97, и далее на вход усилителя низкой частоты основного приемника.



    1. Модернизированный ГПД

Надо признать, что первоначальная реализация ГПД выполнена не совсем удачно. Со временем выявились основные недостатки: плохая повторяемость и низкая стабильность частоты. Последующая, более тщательная проработка этого узла, позволила полностью устранить вышеперечисленные недостатки. Более того, новый вариант ГПД, можно рекомендовать для использования в составе практически любого трансивера там, где возникают проблемы, именно, с реализацией стабильности частоты. ГПД работает совместно с системой ЦАПЧ - цифровой автоподстройкой частоты.

За основу взята немного модернизированная схема генератора Колпитца, отличающаяся возможностью осуществления большей добротности колебательной системы, чем в широко известных схемах генераторов высокой частоты. Активный элемент ГПД - транзистор VT5 включен по схеме эмиттерного повторителя, за счет высокого входного сопротивления и небольшой емкости конденсатора С18, шунтирование колебательного контура незначительно. Генератор, собранный по схеме Колпитца, известен своей устойчивой генерацией, а две ветви отрицательной обратной связи: параллельная (резистор R24) и последовательная (резистор R21) обеспечивают работу транзистора VT5 в режиме генератора постоянного (термостабильного) тока. Малая емкость эмиттерного перехода транзистора КТ368А (около 2 пФ) и низкое выходное сопротивление каскада создают условия для хорошей развязки колебательной системы в целом от последующей нагрузки.

Для обеспечения хорошего отключения (при закрытом транзисторе), а также для получения минимальных переходных емкостей коммутационной цепи (на примере одной цепи VD1, VT1) запирающее напряжение +9 В подается через высокоомный резистор R7. Необходимый коммутационный ток через диод задается резистором R6. Использование достаточно высокоомных резисторов в базовой цепи транзистора (R11, R12, С8) создает условия для хорошей развязки генератора от коммутационного (диапазонного) напряжения, которое может быть и нестабильным (+9В).

Эмиттерный повторитель на транзисторах VT6, VT7, имеющий низкое выходное сопротивление, имеет высокую нагрузочную способность и обеспечивает хорошую развязку от последующих каскадов.

Элементами D1.1 и D1.4 формируется сигнал прямоугольной формы. Триггеры D3 каскадов предназначены для деления частоты ГПД на 2 или на 4. Шифратор, собранный на диодах VD6...VD14 и элементах микросхем D1 и D2, при подаче диапазонного напряжения, обеспечивает выбор соответствующего поддиапазона. С выхода D1.3 сигнал приходит на вход двухтактного каскада. Уровень выходного сигнала устанавливается резистором R36, а его симметрия резистором R38. Повышающий трансформатор Тр.1 обеспечивает выходное напряжение 6...7 В на нагрузке 2 кОм, которого достаточно для последующей подачи на смеситель трансивера. Изменив схему включения трансформатора на понижение напряжения, ГПД можно использовать совместно с низкоомными смесителями. Выходной каскад обеспечивает хорошую форму и стабильную амплитуду выходного сигнала на всех диапазонах.

Перестройка по частоте осуществляется варикапами КВС111 и двадцатиоборотным потенциометром 10 кОм, хотя недостатки такого способа настройки хорошо известны. Традиционный способ перестройки с переменным конденсатором, конечно же, предпочтительнее, а его качественные показатели выше.

Собственно генератор работает в интервале частот от 15,82 до 25,2 МГц (для промежуточной частоты 8820 кГц), что позволяет использовать высокодобротную катушку сравнительно небольших размеров, а также конденсаторы небольшой емкости. Следует отметить, что на 10-метровом диапазоне интервал перестройки ограничен пределами 28,0... 29,0 МГц, поэтому для полного перекрытия следует ввести еще один поддиапазон.


      1. Элементы конструкции и детали

ГПД собирается на односторонней печатной плате 117х60 мм, толщиной 1,5 мм, и запаивается в коробку (высота 35 мм) из белой жести со съемными крышками. Генераторная часть от остальной схемы отделена перегородкой. Катушка индуктивности L размещается в экране, в качестве которого используется корпус от реле РЭС-6.

Транзистор VT5 отбирается по максимальному усилению, не менее 100. Для подбора контурных конденсаторов потребуются конденсаторы с разными ТКЕ: МПО, П33 и М47. Диод VD3 составной - из двух параллельно включенных КД409А. Конденсаторы С6 и С13 должны быть высокого качества с малым ТКЕ. Питание ГПД желательно производить от отдельного стабилизатора напряжения (КР142ЕН8А).




      1. Настройка

Прежде всего, изготовление и последующая настройка ГПД - это очень кропотливая работа, требующая большой аккуратности и терпения. Ее следует начинать с проверки режимов по постоянному току. Затем, начиная с низкочастотного, необходимо установить границы перестройки каждого поддиапазона. Подав на вход ЦАПЧ постоянное напряжение +5В, следует проверить и, если понадобится, установить требуемые переменные напряжения. Резисторами R36 и R38 устанавливается необходимая амплитуда и симметрия выходного напряжения (сигнала).

Стабильность частоты ГПД первоначально проверялась на макете, а потом уже на опытном образце, установленном непосредственно в трансивере. В макетном варианте (с подключенной ЦАПЧ и контурными конденсаторами с ТКЕ М47) стабильность частоты проявлялась следующим образом: после 2-минутного прогрева выбег частоты составил 500 Гц, а затем в течение 8-часовой работы частота изменялась на ±5 Гц. Максимальная неточность настройки на корреспондента составляет 40 Гц (зависит от применяемой схемы ЦАПЧ). В рабочем варианте ГПД, в котором контурные конденсаторы составлялись из нескольких с разными ТКЕ, выбег частоты после включения практически отсутствовал, и в течение 8-часовой работы выходная частота практически не изменялась (судя по цифровой шкале). При работе в эфире девиация частоты не наблюдается. Анализатором спектра проверка выходного сигнала ГПД не проводилась.




      1. Новый РА в трансивере

Мощные высокочастотные транзисторы стоят не дешево, и их приобретение обходится в копеечку. Поэтому модернизация усилителя мощности с целью замены дорогих транзисторов представляется актуальной. Чем же их можно заменить? Мне приглянулись мощные "половики" IRF510, 520, 630. Ну, и что, что импортные. Зато дешевые, примерно, доллар за штуку! Естественно. заменяя ими биполярные транзисторы, пришлось, прежде всвао, переработать цепи смещения (см."Р-Д" Na11 стр. 12. 13). Каких-либо других особенностей в этом усилителе нет. Можно, лишь отметить, что при установке полевых транзисторов следует соблюдать меры предосторожности от пробоя статическим электричеством.

c:\users\user\pictures\novyj_3.gif

Рис.


На рис. 1 приводится полная схема усилителя мощности. Резистором 150 Ом (со "звездочкой") устанавливается ток покоя выходного каскада 150 мА. Конструкция высокочастотных широкополосных трансформаторов Т1 ... Т4 такая же, как в усилителе на биполярных транзисторах. Повторение этого усилителя в нескольких экземплярах и последующие испытания показали его надежную работу и высокие технические характеристики. Ниже приводятся некоторые из них.

Входное и выходное сопротивление - 50 Ом;

Диапазон частот - 1,8 до 30 МГц;

Синусоидальная мощность на выходе при напряжении питания +15В на сопротивлении нагрузки 50 Ом и с диапазонным ФНЧ:

на диапазонах 160 и 10 м - 45 Вт;

на остальных KB диапазонах - не менее 50 Вт;

Продукты интермодуляции на частоте 14170 КГц (за счет введения активной ООС (отрицательной обратной связи) - не хуже -40 дБ.

c:\users\user\pictures\novyj_4.gif

Рис.


Конструктивных особенностей этот усилитель не имеет, и его сборка соответствует тем же требованиям, предъявляемым к изготовлению подобных устройств на биполярных транзисторах. Более того, этот усилитель универсален, и его можно рекомендовать для внедрения в аналогичные радиолюбительские конструкции.

2. Расчетная часть

2.1.1 Анализ технического задания

Усилители низкой частоты (УПЧ) предназначены для усиления непрерывных периодических сигналов, частотный спектр которых лежит в пределах от десятков герц до десятков килогерц. Назначение УПЧ в конечном итоге состоит в получении на заданном сопротивлении оконечного нагрузочного устройства требуемой мощности усиливаемого сигнала. Современные УПЧ выполняются преимущественно на биполярных и полевых транзисторах в дискретном и интегральном исполнении.

Анализируя данные технического задания можно рассчитать мощность сигнала на входе УНЧ по формуле (1.1.1) [3]:

, (1.1.1)

где - сопротивление источника сигнала,



- действующее значение напряжения источника сигнала

Требуемый коэффициент усиления по мощности всего усилителя рассчитывается по формуле (1.1.2):



, (1.1.2)

где - выходная мощность усилителя, указанная в техническом задании.



Значение коэффициента усиления по мощности всего усилителя в децибелах рассчитывается по формуле (1.1.3):



(1.1.3)



2.1.3 Разработка и расчет принципиальной схемы

Принципиальная электрическая схема УПЧ приведена в приложении Б. При расчете предполагается, что параметры транзисторов различных плеч одинаковы. [3]

Величина напряжения источника питания определяется по формуле [3] (1.3.1):

, (1.3.1)

Максимальное значение коллекторного тока оконечных транзисторов VT3 и VT4 определяется по формуле (1.3.2):



. (1.3.2)

Значение тока покоя определяется, исходя из условия (1.3.3):



(1.3.3)

Максимальная мощность, рассеиваемая коллекторным переходом каждого из оконечных транзисторов определяется по формуле (1.3.4):



(1.3.4)

По полученным значениям , , и заданному в техническом задании выбирается тип оконечных транзисторов VT3 и VT4 так, чтобы максимально допустимые значения параметров транзисторов превышали расчетные, то есть:



(1.3.5)

(1.3.6)

(1.3.7)

(1.3.8)

Данным условиям удовлетворяют транзисторы КТ825 и КТ827 [5]:









Максимальное значение тока предоконечных транзисторов определяется по формуле (1.3.9):



, (1.3.9)

где - максимальное значение коллекторного тока оконечных транзисторов;



- минимальное значение коэффициента передачи тока оконечных транзисторов.

.

Максимальная мощность, рассеиваемая коллекторным переходом каждого из предоконечных транзисторов определяется по формуле (1.3.10):



(1.3.10)

По полученным значениям , , и заданному в техническом задании выбирается тип оконечных транзисторов VT3 и VT4 так, чтобы максимально допустимые значения параметров транзисторов превышали расчетные, то есть:



(1.3.11)

(1.3.12)

(1.3.13)

(1.3.14)

Данным условиям удовлетворяют транзисторы КТ825 и КТ827 [5]:








Емкость разделительного конденсатора С5 находится по формуле (1.3.15):



, (1.3.15)

где – нижняя граничная частота;



Номинальное значение емкости разделительного конденсатора С5 выбрано равным 4000 мкФ, в соответствии с ГОСТ 10318-80.

Значения сопротивлений резисторов R7 и R8 выбраны равными 100 Ом и будут уточняться при моделировании схемы на ЭВМ.

Частотные искажения каскада в области низких и высоких частот рассчитываются по формулам (1.3.16) и (1.3.17) соответственно:



(1.3.16)

, (1.3.17)

где – верхняя граничная частота.





Входной ток двухтактного безтрансформаторного каскада рассчитывается по формуле (1.3.18):



, (1.3.18)

где - максимальное значение тока предоконечных транзисторов.



Ток делителя R4-R5-R6 определяется из соотношения (1.3.19):



(1.3.19)

Значение сопротивления резистора R5 определяется по формуле (1.3.20):



, (1.3.20)

где IД – ток делителя R4-R5-R6;

UБЭ1, UБЭ2, UБЭ3, - напряжения смещения на эмиттерных переходах соответствующих транзисторов, определяемые по входным характеристикам.

Для обеспечения минимальных нелинейных искажений напряжения смещения на коллекторных переходах VT1 и VT2 должны быть равны, так как параметры h21Э и IКБ0 этих транзисторов одинаковы. То есть



(1.3.21)

(1.3.22)

(1.3.23)

Таким образом, напряжение смещения на коллекторном переходе любого из транзисторов VT1 или VT2 определяется по формуле (1.3.24):



, (1.3.24)

где - падение напряжения на резисторе R5.



.

Сопротивления R4 и R6 рассчитываются по формулам (1.3.25) и (1.3.26) соответственно:



(1.3.25)



(1.3.26)

Расчетные значения сопротивлений R4 и R6 приблизительно равны. Ближайшее номинальное значение по ГОСТ 10318-80 равно 50 кОм.

Емкость конденсатора С4 находится по формуле (1.3.27):

, (1.3.27)

где - нижняя граничная частота УНЧ.



Ближайшее номинальное значение емкости С4 по ГОСТ 10318-80 равно 3 мкФ.

Входное сопротивление двухтактного выходного каскада определяется по формуле (1.3.28):

(1.3.28)

Значение сопротивления резистора R3 рассчитывается [1] по формуле (1.3.29):



(1.3.29)

где - входное сопротивление двухтактного оконечного каскада;



- оптимальное значение сопротивления нагрузки ОУ

Такое значение сопротивления R3 обусловлено необходимостью обеспечения требуемого входного сопротивления выходного двухтактного каскада, чтобы R3||Rвх = Rн.min .

Значение емкости конденсатора С3 определяется [1] по формуле (1.3.30):

, (1.3.30)

где ||;



– нижняя граничная частота;

- коэффициент частотных искажений (задаемся дБ);

- оптимальное значение сопротивления нагрузки ОУ.

Ближайшее номинальное значение емкости С4 по ГОСТ 10318-80 равно 3,6 мкФ.

Коэффициент передачи RC-цепи связи вычисляется [1] по формуле (1.3.31):

(1.3.31)

Коэффициент передачи RC-цепи связи на нижней граничной частоте вычисляется по формуле (1.3.32):



(1.3.32)

Таким образом, напряжение на входе RC-цепи связи будет определяться выражением (1.3.33):



(1.3.33)

Для обеспечения согласования инвертирующего усилителя на ОУ и источника сигнала необходимо, чтобы сопротивление входа усилителя и источника сигнала были равны. Так как , [2] то справедливо Ом.

Так как , то напряжение на входе усилителя определяется по формуле (1.3.34):

(1.3.34)

Требуемый коэффициент усиления инвертирующего усилителя на ОУ рассчитывается [2] по формуле (1.3.35):



(1.3.35)

Значение сопротивления резистора R2 рассчитывается [2] по формуле (1.3.36):



(1.3.36)

Ближайшее номинальное значение сопротивления по ГОСТ 10318-80 равно 110 кОм.

Значение емкости конденсатора С1 прнято равным 1 мкФ и будет уточняться при моделировании схемы на ЭВМ.

Номинальное напряжение всех конденсаторов схемы определяется из условия, что . То есть все конденсаторы берутся с номинальным напряжением не менее 22 В.



2.2. Расчёт параметров УПЧ на биполярном транзисторе

2.2.1 Схема транзисторного УПЧ

Упрощенная схема каскада, выполненного на биполярном транзисторе типа р-n-р, включенного по схеме ОЭ, приведена на рисунке 1. На схеме обозначены: R1, R2 - резисторы входного делителя, обеспечивающего нужное смещение на базе транзистора, Rк, Rэ - соответственно коллекторный и эмиттерный ограничивающие резисторы, Rн - сопротивление нагрузки. В простейшем случае резисторы R2 и Rэ могут отсутствовать (R2= ∞, Rэ=0), Rг - внутреннее сопротивление источника сигнала (генератора). Свх, Ср - разделительные конденсаторы. Резистор Rэ и конденсатор Сэ образуют цепь отрицательной обратной связи по току эмиттера. Полагаем, что на вход (на базу транзистора) относительно общей точки подаётся синусоидальный входной сигнал с такой амплитудой, чтобы каскад работал в квазилинейном режиме и на нагрузке выделялся усиленный синусоидальный сигнал. Это обеспечивается соответствующим выбором положения рабочей точки на характеристиках транзистора.



Рисунок 1 - Схема каскада усилителя низкой частоты на биполярном транзисторе



2.2.2. Выбор биполярного транзистора

В исходных данных указаны ток и мощность нагрузки, по которым следует определить конкретный тип и марку транзистора из следующих соображений:

а) Допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбирается на (10-30)% больше напряжения источника питания



где Uкэ доп - допустимое напряжение по условиям пробоя р-n-перехода.

б) Максимальный (допустимый) ток коллектора должен быть в (1,52) раза больше тока нагрузки

Iк.доп. 2Iнм

где мА - амплитуда тока нагрузки;

Iк.доп. - допустимое (по условиям нагрева) значение тока коллектора.

В общем случае нужно учитывать значение температуры окружающей среды, в зависимости от которой значение допустимого тока изменяется. В данном расчете предполагается «нормальная» температура окружающей среды + (2527)°С.

Вышеперечисленным требованиям удовлетворяет транзистор МП25А. Он имеет следующие параметры:

Uкэм = 40В, Iкм=80мА, Pкм=0,2Вт, (В расчётах ), , , .

Его входные и выходные характеристики изображены на рисунке 3.



2.2.3. Выбор положения рабочей точки

Расчет параметров графоаналитическим способом основан на использовании нелинейных статических характеристик. В первую очередь на семействе выходных характеристик изобразим кривую ограничения режима работы транзистора по мощности Ркт. Она строится согласно уравнению Ркm= UкэIк. Задаваясь значениями Uкэ, находим Iк по заданному (паспортному) значению Рк.

Таблица 1


Uкэ, В

4

8

10

16

20

Iк,мА

50

25

20

12,5

10

Далее на семействе выходных характеристик (рисунок 3) проводим нагрузочную линию, используя уравнение для коллекторной цепи

Полагая Uкэ = 0 В, получим



где Rобщ = Rк + Rэ - суммарное сопротивление в выходной цепи транзистора.

Полагая Iк = 0, имеем Uкэ = Eп=6 В.

Так как Rобщ пока неизвестно, используем две точки (рисунок 3) : точку А с координатой (Еп, 0) и выбранную по некоторым соображениям точку Р.

Положение точки Р нужно выбрать из следующих соображений:

а) точке Р соответствует значение тока Iкр 1,2Iим 13,4мА и значение напряжения U кэр (Uвых.+Uост)=3+1=4 В,

где Iкр - постоянная составляющая тока коллектора;

Iим - амплитуда переменной составляющей тока коллектора (тока нагрузки);

Uкэр - постоянная составляющая напряжения коллектор-эмиттер.

Uост маломощных транзисторов принимается ориентировочно равным 1В.

б) точка Р должка располагаться в области значений токов и напряжений, не попадающих в верхнюю область, ограниченную кривой Ркм (рисунок 3).

Определив координаты точки Р проводим на семействах выходных характеристик нагрузочную прямую APD (рисунок 3) и определяем значение тока базы Iбр, соответствующее выбранному значению тока коллектора Iкр: Iбр =0,6 мА. По значению тока базы Iбр определяем положение точки P1 на входной характеристике (рисунок 4).

Определяем значения токов Iкм и Iк.min :

Iкм = Iкр+ Iим=15+7,5=22,5 мА,

Iк.min =Iкр -Iим=15-7,5=7,5 мА,

где Iнм - амплитуда переменной (синусоидальной) составляющей тока нагрузки.

Откладывая по оси токов значения Iкм, Iк.min находим на нагрузочной линии точки В и С, которым соответствуют значения токов базы Iбм=0,9 мА, Iб.min=0,3 мА и значения напряжений Uкэм=5,2 В, Uкэ.min=3,4 В. Амплитуду синусоидальной составляющей напряжения коллектор-эмиттер находим из соотношения:

1.4 Расчет параметров элементов схемы

1. Определяем значения сопротивлений Rк и Rэ.

кОм,

где IКЗ - ток, определяемый по точке пересечения прямой АР с осью токов (точка D на рисунке 3).

Принимая Rэ=(0,l0,15)Rк, находим

Ом,

Rэ=Rобщ-Rк=15,7Ом.

2. Находим сопротивления резисторов Rl, R2. С целью уменьшения влияния делителя напряжения Rl R2 на входной сигнал обычно выбирают

где Rвх- входное сопротивление по переменному току



Ом.

Значения Uвхм и Iвхм определяются по входной характеристике (рисунок 4):

Значение сопротивления резистора R1 можно определить из соотношения

кОм,

полученного из уравнения напряжений для контура цепи: общая точка – Rэ -эмиттерный переход – R2 - общая точка в предположении, что Uэб <п, а . Из последнего соотношения можно находим значение сопротивления резистора R2=127 Ом.

3. Определяем емкость конденсаторов Ср и Сэ:

мкФ,

мкФ,

где: fH - нижняя частота полосы пропускания, Гц;

Мн - коэффициент частотных искажений а области низких частот (принимаем Мн=1,2 для упрощения).

2.2.4. Расчет параметров усилительного каскада на биполярном транзисторе

Используя графики входной и выходных характеристик, можно найти параметры усилительного каскада:

а) Коэффициент усиления по напряжению

раз; KU,дб=20lgKU=48,7 дБ.

б) Коэффициент усиления по току



раз; Ki,дб=20lgKi=18,41дБ.

в) Коэффициент полезного действия (КПД):



где: Рн - мощность нагрузки максимальная (выходная);

Рр - мощность источника, затраченная на обеспечение режима работы Мощность переменного тока нагрузки

Pн=0,5UнмIнм=0,5∙3∙0,0015=172,5 мВт.

Мощность, затрачиваемая источником питания на обеспечение режима работы определяется по координатам точки Р (см. рисунок 3)

Pр=UкэрIкр=4,2∙0,015=63 мВт.

г) Мощность генератора входного синусоидального сигнала

Pвх=0,5IбмUбэм=0,5∙0,0009∙0,18=81 мкВт.

д) Коэффициент усиления по мощности

Kр,дб=10lgKр=33,282 дБ.

2.3. Аналитический расчёт параметров усилительного каскада на полевом транзисторе

Схема усилительного каскада на полевом транзисторе с управляющими p-n-переходом и каналом р-типа показана на рисунке 5. Транзистор включён по схеме с общим истоком.



Рис. 5. Схема усилительного каскада на полевом транзисторе.

В расчёте используем упрощённую схему замещения транзистора, показанную на рисунке 5, где обозначены:

g11 - входная проводимость, См;

g12U2 - входной ток, обусловленный влиянием выходной цепи на входную;

g12 - проводимость передачи напряжения;

g21 U1 -выходной ток, обусловленный проводимостью передачи тока g21;

g22 - выходная проводимость транзистора, См.

Схема замещения усилительного каскада показана на рисунке 6. В целях упрощения в схеме отсутствует проводимость g11 и источник g12U2 ввиду их незначительной величины. Сопротивления резисторов Rз1 и Rи1 определяется из соотношений:

кОм,

кОм.

где: Rз1 - эквивалентное сопротивление цепи затвора;

Rн1 - эквивалентное сопротивление выходной цепи.

Коэффициент усиления по напряжению определяется по выражению



Коэффициент усиления по току



Коэффициент усиления по мощности

КрU Кi==687.791 раз.

Входное сопротивление каскада

Rвх=Rз1=кОм.

Выходное сопротивление каскада



Ом,

где: Uxx - напряжение на выходе при разрыве цепи нагрузки (холостой ход);

Iкз - ток на выходе при коротком замыкании выводов нагрузки.

Рис. 6.Упрощённая схема замещения усилительного каскада на полевом транзисторе



2.4. Расчетная часть (генератор)

2.4.1. Анализ технического задания

Транзисторный блокинг-генератор может быть использован как генератор импульсов почти прямоугольной формы сравнительно большой мощности, как делитель частоты следования импульсов и как формирователь импульсов, имеющих небольшую (2 - 5) скважность.

Выбираем схему блокинг-генератора на транзисторе с общим эмиттером, имеющим сравнительно низкую стабильность частоты колебаний, обеспечивающим получение импульсов с меньшей длительностью фронта и с плоской вершиной.

Базовое сопротивление RБ с целью повышения стабильности периода колебаний Т целесообразно включать между базой транзистора и отрицательным полюсом коллекторной батареи.

Выбираем коэффициент трансформации, от которого зависит емкость хронирующего конденсатора, разрядное сопротивление, максимальное напряжение на конденсаторе и длительность фронта импульса.

При получении импульсов с большой крутизной фронта коэффициент трансформации желательно выбирать оптимальным: для блокинг-генератора с общим эмиттером q=3÷5. Выбираем коэффициент трансформации равным 3. После выбора коэффициента трансформации выбираем трансформатор. При этом следует иметь в виду, что чем меньше индуктивность намагничивания Lm, тем большей будет емкость и тем большей будет стабильность частоты следования импульсов. Выбираем импульсный трансформатор типа ГХО.472.007 ТУ, количество витков коллекторной, эмиттерной и нагрузочной обмоток которого относится как 3:1:3



2.4.2. Разработка и расчет принципиальной схемы

Для выбранного трансформатора выполняется условие

τL=. (1.1)

Выбираем тип транзистора и напряжение источника питания ЕК. Транзистор должен обеспечить требуемую длительность импульса и иметь допустимое напряжение на коллекторе

Ек.доп=(1.1÷1.2)Umк=10·1.2=12 (1.2)

Выбираем величину ограничительного коллекторного и эмиттерного сопротивлений. Эти сопротивления облегчают тепловой режим работы транзистора и стабилизируют длительность импульса. При малых ограничительных сопротивлениях на длительность и период следования импульсов значительно влияют параметры транзистора. Базовое и эмиттерное ограничивающие сопротивления обычно имеют величину 10 – 30 Ом, а коллекторное – до 100 Ом. Выбираем Rб=30 Ом, Rk=80 Ом.

Тогда в соответствии с формулами [1], имеем

r=q2(rб+r2+R2)=q2·R2=9·30=270 Ом; (1.3)

R'н=Rн·q2=150·9=1350; (1.4)

Общее сопротивление коллекторной цепи при насыщенном транзисторе и ограничительном коллекторном резисторе R1=0 полагаем равным

Rk=r1+rk+R1≈R1=85 Ом; (1.5)

После выбора транзистора по заданным длительности импульса и длительности его фронта величина становится известной, где - время жизни не основных носителей (=5·10-6).После определения ограничительных сопротивлений r и Rk коэффициента q, а также индуктивности Lm первичной обмотки трансформатора (выбираем Lm=2 мГн для импульсного трансформатора из 7-го ряда), левая и правая части выражения



(1.6)

оказываются функциями только величины .

Для облегчения решения трансцендентного относительно величины tИ уравнения (1.6) перепишем последнее следующим образом:

, (1.7)

где


(1.8)

(1.9)

где =20, что составляет 70-80% от ( - коэффициент усиления тока базы)



(1.10)

Находим τL:

τL=,

По графику зависимости ξ() по известной величине находим =0.9, тогда τ=5.6·10-6

По формуле

,

при R=80 Ом определяем

Cб=

Сопротивление Rб необходимо рассчитать так, чтобы к моменту прихода очередного запускающего импульса конденсатор успевал разрядиться. Для этого необходимо выполнить условие





Напряжение базовой батареи при этом определяется по формуле



,






Поделитесь с Вашими друзьями:
1   2   3   4


База данных защищена авторским правом ©uverenniy.ru 2019
обратиться к администрации

    Главная страница