Потеря чувствительности и последействие частотно-избирательного усилителя




Скачать 152.56 Kb.
Дата10.06.2016
Размер152.56 Kb.



2.1.3. Потеря чувствительности и последействие частотно-избирательного усилителя

В



оспользуемся математической моделью усилителя, использующей метод огибающей, который базируется на теореме о низкочастотном эквиваленте.

Рис. 2.11


Низкочастотным эквивалентом УВЧ называется видеоусилитель, комплексный коэффициент передачи которого равен комплексному коэффициенту передачи усилителя высокой частоты для огибающей.
Укороченное дифференциальное уравнение по огибающей, описывающее работу этого усилителя, имеет вид:

или


(2.51)

где - .

Модель вида (2.51) учитывает инерционные и усилительные свойства устройства.
Учтем в математической модели одноконтурного избирательного усилителя наличие цепи АРУ.

Системы АРУ подразделяются по принципу действия на прямые и обратные. Прямые АРУ (ПАРУ) – это АРУ без обратной связи, в котором регулирующее напряжение поступает со входа регулируемого каскада. Обратное АРУ (ОАРУ) – это АРУ, в которой регулирующее напряжение подается с выхода регулируемого каскада.


Рис. 2.12

По структуре цепи АРУ эти системы могут быть усиленными и неусиленными в зависимости от наличия или отсутствия в цепи АРУ усилителя (усиление может присутствовать как по переменному току до детектора, так и по постоянному току после детектора). АРУ могут быть задержанными и незадержанными. В первом случае регулировка начинается при превышении сигналом некоторого минимального значения (порога).

Общая структура ОАРУ имеет вид:



Рис. 2.13

В зависимости от соотношения инерционности регулируемого усилителя и цепи АРУ ф мы будем различать безинерционную АРУ (ф<<) и инерционную АРУ (ф>>).

Напряжение на выходе цепи АРУ и входное напряжение в усилителе не суммируется, а связаны через параметр, каким является коэффициент усиления, поэтому систему АРУ следует отнести в системам с параметрической обратной связью.

Состояние усилителя с АРУ полностью описывается тремя урав­нениям: уравнением для коэффициента передачи регулируемого усилителя, уравнением для коэффициента передачи усилителя в цепи APУ и уравнением регулировочной характеристики регулируе­мого усилителя. Основное уравнение, определяющее процессы в системе АРУ, в общем случае является нелинейным дифференциаль­ным уравнением n-го порядка с переменными коэффициентами, зависящими от входного сигнала. Теоретически задача исследования процессов в системе АРУ является очень сложной, поэтому при решении конкретных задач вводят ряд идеализаций и упроще­ний.

1). Поскольку порядок и коэффициенты дифференциального уравнения определяются применяемым фильтром НЧ в цепи АРУ, то в большинстве случаев при анализе этот фильтр берут в виде одной интегрирующей цепочки RС и очень редко применяют двухзвенный RC-фильтр.

2). Регулировочная характеристика усилителя K=K(Up) в общем виде имеет нелинейный характер, определяемый нелинейной зави­симостью коэффициента передачи усилителя от величины регулирующего напряжения. Однако при анализе системы АРУ функцию K=K(Up) аппроксимируют линейной зависимостью, т.е. полага­ют, что K=K0-Up,

где = tg =K0/Up max - угловой коэффициент характеристики;



Um - максимальное регулирующее напряжение, при котором K=0;

K0 - начальный коэффициент усиления.

Следует отметить, что линейная аппроксимация зависимости K=K(Up) позволяет существенно упростить последующий анализ, хотя и приводит к некоторому завышению искажений огибавшей сиг­нала за счет завышения величины при больших Up.

3). Будем полагать, что в усилителе отсутствуют нелинейные искажения и что остается линейным он по отношению к любому амплитудно-модулированному входному сигналу. Поэтому цепь АРУ предполагается также линейной для огибающего сигнала.

Поскольку при передаче импульсов свойства полосового усилителя оцениваются качеством воспроизведения огибающей входного сигнала на выходе, то в дальнейшем под входным и выходным напряжением всюду будем понимать огибающие этих сигналов.

Несмотря на линеаризацию регулировочной характеристики и ряд упрощений система АРУ описывается дифференциальным уравнением с переменными коэффициентами, зависящими от входного сигнала. Поэтому для каждого конкретного сигнала надо составлять и решать свое уравнение динамики APУ.
Задача об определении времени последействия импульсной помехи на УПЧ АРУ сводится и рассмотрению прохождению прямоугольного радиоимпульса через такую систему.

Для простоты будем рассматривать однокаскадный резонансный усилитель, частота настройки которого совпадает с частотой сигнала (см. рис. 2.11). Согласно теореме о НЧ эквивален­те огибающей ВЧ сигнала резонансный усилитель можно предста­вить в виде двух звеньев: непосредственно усилителя с коэффициентом усиления K1=K0-Up и одиночного контура. Одиночный контур по отношению к огибающая входного U1(t) и выходного U2(t) сигналов ведёт себя как фильтр нижних частот с постоянной времени = 2/. Здесь K0 – максимальный коэффициент усиления регулируемого усилителя, Up - регулирую­щее напряжение, - угловой коэффициент регулировочной харак­теристики, - полоса пропускания одиночного контура. Цепь АРУ включает в себя безынерционный детектор с коэффициентом передачи, равным 1, усилитель НЧ с коэффициентом усиления K2 и фильтр НЧ, представляющий из себя RС - цепочку с постоян­ной времени ф=RС, Ез - напряжение задержки.


Сигнал и помеха представляют собой радиоимпульсы с прямо­угольной огибающей и одинаковыми частотами заполнения, совпадаю­щими с частотой настройки усилителя. Введение этих идеализации позволяет без ограничения общности полученных выводов существен­но упростить теоретический анализ. Соотношение постоянных времени  и ф определяет инерционную (ф>>) и безынерционную (ф<<) АРУ. Дальнейший анализ будем проводить для обоих типов АРУ на при­мере широко применяемых систем с обратной связью или „обратной" АРУ (ОАРУ) и без обратной связи или „прямой" АРУ (ПАРУ).

Эффект потери чувствительности в системе АРУ оценим при условии, что амплитуда помехи Un(t) намного превышает амплитуду сигнала Uс(t). Система работает по импульсу Un(t).

Состояние усилителя с ОАРУ после окончания действия помехи описывается системой уравнений:

(2.52)

где Un(t), Uс(t) и Un вых(t), Uc вых(t) — огибающие помехи и сигнала на входе и выходе усилителя соответственно; Е3 — напряжение за­держки; K2 — коэффициент усиления цепи АРУ. Из этих уравнений можно найти как напряжение последствия помехи Un вых(t), необходи­мое для определения времени последствия помехи по ВЧ, так и за­висимость Up(t), которая характеризует процесс восстановления номи­нального коэффициента усиления усилителя. Таким образом, опреде­ление времени потери чувствительности системы АРУ после воздействия мощной импульсной помехи сводится к двум задачам:



  1. Определение времени последствия tn по огибающей Un вых(t).

  2. Определение времени восстановления начального КУ регули­руемого усилителя tв.

Время последействия будем определять, исходя из равенства ампли­туды сигнала Uс вых(t) и напряжения последействия помехи Un вых(t).

Un вых(t)= Uс вых(t) (2.53)

Время восстановления КУ определим как временной интервал, в течение которого коэффициент усиления K=K0-Up(t,Un) возрастет до уровня 0,9 K0, т.е. из уравнения:



K0-Up(tв)=0,9K0. (2.54)

Значения tn и tв найдем для двух предельных случаев: длительного (Тп>>,ф) и кратковременного (Tn<<,ф) импульсов Un(t).

Воздействие длительных импульсов на систему с ОАРУ

Огибающая выходного напряжения Un вых(t) после окончания дей­ствия длительной помехи имеет вид:



.

Тогда время последействия для системы с инерционной АРУ



(2.55)

с безынерционной



(2.56)

Как видно из (2.55) и (2.56), введение инерционной АРУ не изменяет времени последействия, а безынерционной уменьшает его.



Воздействие кратковременных импульсов на усилитель с ОАРУ

Напряжение последействия кратковременной помехи и регулирую­щее напряжение в случае инерционной АРУ описываются выражения­ми:



Тогда на основании критерия (2.53) находим время последействия помехи



Вследствие большой инерционности кольца АРУ и кратковремен­ности импульса (Tn<<,ф) время последействия зависит только от параметров импульсов и характеристик усилителя. Время восстанов­ления КУ определяется выражением:



. (2.57)

2.1.4. Последействие в частотно-избирательного усилителе, перегруженным импульсной помехой

Воздействие непреднамеренных импульсных помех большого уровня может привести к существенно нелинейному режиму работы отдельных каскадов приемного тракта и повлиять на время переходных процессов.

Экспериментальное исследование позволяет оценить наиболее существенные изменения в форме сигналов на выходе нелиней­ного УПЧ.

Такое исследование проводится на УПЧ, собранном по типовой схеме, изоб­раженной на рис. 2.14.






Рис. 2.14

Для анализа эффектов последействия импульсной помехи при нели­нейном режиме работы УПЧ целесообразно, первоначально, рассмотреть деформацию импульса помехи на выходе УПЧ при изменении его ампли­туды на входе.

Итак, с увеличением амплитуды импульса помехи на входе УПЧ происходят следующие изменения его формы на выходе. Первоначаль­но, если начальная рабочая точка выбрана в активной области рабо­ты транзистора, с увеличением амплитуды импульса растет его амплитуда на выходе. В этом режиме работы переходные процессы оп­ределяются, в основном, инерционностью транзисторов (временем рассасывания и накопления избыточных носителей в базе) (рис. 2.15). С ростом амплитуды импульса происходит его расширение, затем ограничение положительной и отрицательной полуволн. Эти искажения определяют­ся выходной цепью каскада и обусловлены заходом сигнала в область насыщения и отсечки, соответственно. Дальнейшее увеличение ампли­туды помехи может привести к провалу вершины выходного импульса (рис. 2.15). Это обусловлено уменьшением коллекторного тока в режиме насыщения Uбэ>Uкэ>0. В этом режиме значительно растет вре­мя рассасывания неосновных носителей. Эффект рассасывания может сопровождаться появлением выбросов коллекторного тока у фронтов импульса (рис. 2.16). Увеличение амплитуды импульса помехи наря­ду с известными эффектами отсечки, провала вершины и т.д. приводит к появлению по окончании импульса мощного выброса. Для транзисто­ров типа р-n выброс имеет отрицательную полярность, типа n-p-n - положительную (рис. 2.15 и 2.16). Длительность этих выбросов в зависимости от режима работы каскада и амплитуды вход­ного импульса изменяется от долей до десятков микросекунд. Нали­чие выбросов приводит к потере чувствительности УПЧ после дейст­вия помехи.

Рис.2.15 Осциллограммы сигнала на выходе транзистора УПЧ (p-n-p):

a – Uпвх = 4мВ; б – Uпвх = 40 мВ; в – Uпвх = 170 мВ

Рис.2.16 Осциллограммы сигнала на выходе транзистора УПЧ (n-p-n):

a – Uпвх = 4мВ; б – Uпвх = 40 мВ; в – Uпвх = 170 мВ
Н
Рис.2.5.
а рис. 2.17 показана зависимость времени последействия tn от амплитуды помехи Uп при линейном и нелиней­ном режимах работы УПЧ. Из рисунка видно, что время последействия резко возрастает при нелинейном режиме работы УПЧ и определяется, в основном, длительностью выброса заднего фронта по­мехи. Наличие, этих выбросов обусловлено эффектом детектирования радиоимпульса на участке база-эмиттер транзистора. Действительно, предположим, что смещение на базе равно нулю Uбэ. Появле­ние радиоимпульса помехи приводит к росту тока базы. В результате детектирования на участке база-эмиттер постоянная составляющая то­ка базы Iб0 заряжает емкость нагрузки детектора С1. На сопротивлении нагрузки детектора R1R2 во время действия радиоимпульса выделяется экспо­ненциальное напряжение, полярность которого определяется типом проводимости транзистора. В результате на базе создается динамическое смеще­ние, и огибающая импульса по­мехи искажается (рис. 2.18). Переходный процесс по окончании действия импульса помехи обусловлен разрядом емкости С через сопротивление R2 (закрытый переход база-эмиттер имеет сопротивление намного больше, чем R2).

В режиме насыщения наряду с отмеченным детекторным эф­фектом в цепи база-эмиттер имеет место коллекторное де­тектирование. Эффект коллек­торного детектирования опре­деляется нелинейностью проход­ной характеристики Ik=f(Uбэ). Детектирование в базовой и коллекторных цепях противопо­ложны по своему влиянию на коллекторный ток. Следователь­но, эффект базового детекти­рования радиоимпульса помехи может быть нейтрализован опе­рацией коллекторного детекти­рования. В результате амплитуда обратного выброса может быть су­щественно уменьшена, что приведет к уменьшению времени последейст­вия.

Проведенная выше физическая оценка влияния нелинейных эффектов на время последействия УПЧ и алгоритмы, приведенные в разделе 2.1.4, позволят сделать определенные рекомен­дации по уменьшению величины tn. С увеличением уровня помехи целесообразно в целях уменьшения времени tn смещать рабочую точку транзисторного каскада та­ким образом, чтобы эффекты базово­го и коллекторного детектирования нейтрализовали друг друга.

Рис.2.17 Зависимость времени последней амплитуды помехи при линейном () и нелинейном () режимах работы



Рис.2.18 Искажение огибающей импульса помехи в результате

создания динамического смещения на базе
На рис. 2.19 показана зависимость време­ни последействия tn от величины сопротивления смещения R1. При полной нейтрализации эффектов детектирования время последейст­вия определяется временем расса­сывания неосновных носителей. На рис. 2.20-а и 2.20-б показаны, соответственно, осциллограммы сме­си полезного и мощного мешающего импульсных сигналов на выходе УПЧ без нейтрализации обратного выбро­са и с его нейтрализацией.

Рис.2.19 Зависимость времени последействия в УПЧ

от сопротивления смещения

Рис.2.20 Осциллограммы сигнала и мощной помехи на выходе УПЧ:

а – без нейтрализации обратного выброса; б – с нейтрализацией обратного выброса
И
Осциллограммы сигнала и мощной помехи на выходе УПЧ:

а – без нейтрализации обратного выброса; б – с нейтрализацией обратного выброса


з ос­циллограмм видно, что время после­действия можно существенно умень­шить путем взаимной нейтрализации нелинейных эффектов в цепи и в цепи коллектора.

2.1.5. Преобразовательные свойства полупроводникового диода

Теория преобразования частоты с помощью полупроводниковых диодов подробно разработана для режима малого сигнала. Этот режим характеризуется пропорциональной зависимостью между мощностью входного сигнала и выходной мощностью промежуточной частоты, а величина потерь преобразования не зависит от мощности сигнала. В работе при анализе преобразовательных свойств полупроводникового диода учитывается влияние лишь прямой ветви характеристики диода при сравнительно малых мощностях (Рс < РГ , РГ <20мВт). При этом получено: ток и потери преобразования увеличиваются по нелинейному закону с ростом мощности сигнала, причем рост потерь преобразования не зависит от параметров диода и определяется только отношением мощности сигнала к мощности гетеродина.

Учтем влияние обратной ветви характеристики диода, проявляющиеся при воздействии мощных помех. Проведение полного количественного анализа преобразовательных свойств полупроводниковых диодов при учете влияния обеих ветвей характеристики связано с определенными трудностями, заключающимися в сложности достаточно точной аппроксимации характеристики. Выполним анализ при условии идеализированной характеристики диода, что, однако, позволит полностью выяснить те дополнительные эффекты при преобразовании частоты, которые обусловлены влиянием обратной ветви. Аппроксимируем характеристику диода кусочно-ломаной кривой (рис. 2.21).

Рис. 2.21

Полагая амплитуду сигнала достаточно большой, будем считать, что излом прямой ветви имеет место при напряжении U=0, а автосмещение рабочей точки отсутствует. При этих допущениях характеристику диода i=f(U) можно записать следующим образом:

(2.58)

где S – обобщенная крутизна характеристики,



Sпр - крутизна прямой ветви характеристики,

Sобр - крутизна обратной ветви характеристики.

Рис. 2.21
Пусть на вход смесительного диода с вольтамперной характеристикой вида (2.58) поступает следующее напряжение

Uвх(t) = Uc cosct + Uм cosмt + UГ cosГt, (2.59)

где Uм и м – амплитуда и частота несущего колебания мешающего сигнала.

Так же, как и в случае одного воздействия сигнала большой мощности поставленную задачу будем решать, рассматривая процесс преобразования как сочетание модуляции и демодуляции напряжения сигнала большой мощности. Исследования будем проводить при трех различных режимах работы смесителя:

режим I – Рм>>РГ >>Рс,

режим II – РГ >> Рм >>Рс,

режим III – РГ >> Рс >> Рм,

где Рм , Рс и РГ - мощности мешающего, полезного сигналов и гетеродина.

а) Режим I.

Входная смесь (2.59) представляет собой следующее модулированное по амплитуде и фазе колебание:

Uвх(t) UГ (1+ cosпрt) cosГt + Uм cosмt = U(t) cos[мt(t)],

где U(t)= Uм[ 2(1+ cosпрt)2+2 (1+ cosпрt) cost+1]1/2,



,

 = м - Г,пр =с - Г.

В режиме мощной помехи (режим I), когда <<1 и <<1, имеем:

Uвх(t)  Uм[1 +  (1+ cosпрt) cost] cos[мt+Ф(t)]. (2.60)

Обобщенная крутизна в режиме I имеет вид:



S(t) =S0 + S1 cosмt + S2 cos2мt ….

Считая, что смесительный диод можно представить как нелинейное активное сопротивление, запишем ток смесителя в следующем виде:



i(t) = S(t) Uвх(t). (2.61)

где Uвх(t) определяется выражением (2.60).

В результате несложных вычислений находим ток промежуточной частоты, как полезный продукт преобразования частоты, и постоянную составляющую тока смесителя I0 как результат детектирования входного сигнала.

В общем случае, когда частота несущего колебания мешающего сигнала м не совпадает с несущей частотой полезного сигнала с в режиме I имеем:



.

В частных случаях:

а) когда м = Г, то

;

б) когда м=с, то



.

Проведя аналогичные вычисления для режимов II и III получим:

Для режима II (РГ >> Рм >>Рс) в общем случае, когда с м Г имеем:

,

где р=с-м..

В частных случаях:

а) при м=с

б) при м=Г . (2.62)

Выше было отмечено, что при совпадение несущей частоты мешающего колебания и частоты гетеродинного напряжения ток переменной частоты зависит только от огибающей сигнала , т.е. в этом случае возможно выделение огибающей полезного сигнала. Следовательно, для устранения влияния помехи можно в ряде случаев автоматически изменять частоту гетеродина Г до ее совпадения с частотой помехи м (за этой операцией, естественно, должна следовать автоматическая подстройка частоты задающего генератора с для сохранения постоянства промежуточной частоты пр= с-Г.

Заметим, что способ близок к системе «помеховый гетеродин», применяемой для селекции движущихся целей.

Отмеченная возможность расширения динамического диапазона смесителя справедлива для таких мощностей помехи, при которых еще не сказывается влияние обратной ветви характеристики смесителя. При мощностях, при которых это влияние велико, требуется применение некоторых дополнительных операций. Дело в том, что искажающее действие обратной ветви будет проявляться при больших уровнях входного сигнала, если сдвигать рабочую точку вправо (точка излома вольтамперной характеристики находится при этом в области отрицательных напряжений.



Следовательно, в целях расширения динамического диапазона полупроводникового смесителя имеет смысл производить автоматическое смещение рабочей точки характеристики вправо после того, как максимальное значение амплитуды входного сигнала достигнет величины Uобр. Следует заметить, что сдвиг рабочей точки вправо нельзя осуществить до больших положительных напряжений смещения, так как возможен пробой диода за счет большого прямого тока. Таким образом, автоматически смещая рабочую точку, с увеличением мощности входного сигнала можно минимизировать влияние обратной ветви вольтамперной характеристики диода и, следовательно, расширить его динамический диапазон.


База данных защищена авторским правом ©uverenniy.ru 2016
обратиться к администрации

    Главная страница